航天器DCDC变换器EMC设计与测试分析呼吸阀

航天器DC-DC变换器EMC设计与测试分析

航天器DC-DC变换器EMC设计与测试分析 2011： 1、引言 DC-DC变换器是航天器在地面测试和在轨运行的各个阶段将一次电源母线电压变换成各分系统及电子设备所需的电压，供航天器上负载使用的重要装载设备。我国在1986。由于印制板元器件布局引起的变换器内部元器件之间的寄生电容及印制板布线引起的寄生电容也是产生EMI的根源之一。4.1 MOSFET开关噪声分析与抑制DC-DC变换器中MOSFET作为功率开关管工作在硬开关状态时，由于其寄生电感和寄生电容的作用，在开关管通断工作时，会产生较大的电压浪涌和电流浪涌。如图4所示MOSFET的寄生电容Cr与MOSFET并联，寄生电感Lr与其串联。开关接通时电路及等效电路如图5所示，开关接通前加在开关两端的电压为Uoff，开关寄生电容中储存的能量为：

开关接通时，寄生电容放电，在MOSFET中流过较大的浪涌电流，其波形如图6所示。

开关管MOSFET断开时的电路及等效电路如图7所示。在开关接通时，MOSFET上的电流等于通态电流Ion，同时寄生电感Lr上的电流也等于Ion。寄生电感中存储的能量为：

MOSFET断开时，这个能量对寄生电容Cr充电，开关管上产生较大的高频电压振荡。开关断开时的电阻Rtoff是变化的，从最小电阻即通态电阻，变到最大电阻即开路电阻。由等效电路可求得加在开关管两端的电压为：

上式所示的开关管断开时电压波形如图8所示。从图上可看出，由于寄生电感与寄生电容的作用，在开关管上出现了超高频振荡电压，这一电压称为电压浪涌，峰值约为开关管断开时电压的2倍。若开关断开前MOSFET上的Ion较大，则电压浪涌峰值也更大。

开关管MOSFET在断开时产生的超高频振荡电压，将以辐射发射和传导发射的形式对变换器内部及外部进行干扰。并且，电压浪涌尖峰容易超出MOSFET的安全工作电压范围，对它的可靠性造成严重的危害。因此，从减小电磁干扰和增强可靠性两方面考虑，必须采取措施进行有效抑制。如图9所示，在MOSFET的漏源极间并联一个RC串联网络与MOSFET形成缓冲回路。RC缓冲回路可有效地钳制MOSFET漏源极间电压的上升峰值，但同时延缓了开关时间，增大了开关损耗。RC的参数根据开关管断开时的漏源电压及导通时流过的电流确定。4.2 整流二极管噪声分析与抑制二极管的一个重要参数是反向恢复时间trr，trr的大小直接关系到二极管所产生的噪声大小。对于PN结型二极管因为存在少数载流子的存储效应，二极管关断时存储电荷和多余电荷的恢复需要一定的反向恢复时间，并由此产生一定的反向恢复电流。同时，二极管的关断损耗和反向恢复时间与电流峰值有关，并且开关频率越高，损耗越大。为了减小高频下的关断损耗，希望反向恢复时间越短越好，结果造成电流变化率di/dt增大。由此很容易引起二极管的寄生电感和寄生电容的振荡，表现在输出端为频率和幅值都较大的纹波。同时，反向恢复电流峰值还随正向电流的增大而增大，在输出端会形成很大的电压尖峰，成为输出噪声的主要成分。在高频DC-DC变换器中肖特基二极管已经广泛使用，它利用金属半导体结的势垒作用，根据漂移现象产生电流，电荷不会积累，与快恢复二极管相比，反向恢复时间和反向恢复电流都非常小，关断电流di/dt小，因而引起的振荡纹波及电压尖峰也小。尽管选用肖特基二极管会减小输出纹波及尖峰，但由于电路寄生参数的影响，其产生的噪声仍不可忽视。可以在二极管两端并联简单的RC串联缓冲网络以进一步减小噪声。4.3 输入输出端EMI分析与滤波器设计(1) 输入输出端EMI分析DC-DC变换器中，由于寄生参数的存在以及开关管的高速导通和关断，使得变换器在输入输出端产生较大的干扰噪声。干扰噪声是差模分量和共模分量共同作用的结果。差模噪声就是通常意义上的噪声，产生的干扰信号与工作信号将以电势源的形式串联加于变换器的输入端，会对系统产生直接的影响。共模噪声发生在每根传输线和地线之间。共模干扰是由共模电流引起的，DC-DC变换器中的各器件之间和器件与机壳之间都存在寄生电容，导线存在寄生电感，这些寄生参数构成了一个寄生传输网络。当功率开关高速开通与关断时，会产生一个脉冲序列——脉冲源，该脉冲源通过寄生传输网络在变换器的输入、输出线与地线之间产生共模电流干扰。(2) EMI滤波器设计电磁干扰从设备内发射出来或进入设备只有两个途径，就是空间电磁辐射的形式和电流沿着导体传导的形式。现在我们已经认识到输入输出滤波器不仅对电源线传导发射（CE102）和传导敏感度(CS101)的测试有作用，还对辐射发射(RE102)、电缆束注入传导敏感度和静电放电的测试也有作用，因为通过试验已证明电源线及各种输入输出引线产生的辐射远高于线路板本身的辐射及机壳机箱屏蔽不完整所产生的辐射，设备引线是主要的辐射源同时又是敏感度很高的接收器，在EMC测试中辐射敏感度、电缆束注入敏感度、静电放电等测试会在电源线上产生共模电压，当共模电压转变为差模电压时，就会对电路产生影响。EMI滤波器主要用来滤除导线上的电磁干扰，由于电磁干扰的频率范围很宽，一般从几十kHz到几百MHz,因此滤波器的有效滤波频率要覆盖这么宽的范围。由于DC-DC变换器的主要干扰源是由开关频率产生的高次谐波，以及高频电磁波更容易接收而对设备造成干扰，因此这些干扰均以高频为主，所以EMI滤波器采用低通滤波器。低通滤波器的电路形式有多种。滤波器的选择主要取决于要抑制的干扰频率与工作频率之间的差别和滤波器所接电路的阻抗。但是实际电路的阻抗很难估算，特别是在高频时，由于电路受杂散参数的影响，电路的阻抗变化很大，而且电路阻抗在不同的频率上也不一样。因此，在实际电路中，哪一种滤波器更有效，主要靠试验的结果确定。我们在DC-DC变换器中设计的EMI滤波器电路如图10、图11。图10中的C1、C2和图11中的C4、C5是滤除共模干扰用的Y电容（跨接在正线和回线与机壳之间，对共模电流起旁路作用，共模滤波电容一般取10000pF以下）。同时，将输入、输出端正线和回线同向共磁芯绕制成共模电感L1，抑制共模噪声干扰。另外，为了获得良好的滤波效果，要求X和Y电容的引线必须尽可能短。

4.4 印制电路板（PCB）的EMC设计(1) 印制线设计考虑因素由于DC-DC变换器中包含有很多高频信号，PCB上的任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响到其阻抗和感抗，从而会影响到频率响应。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比，而宽度则与印制线的电感量和阻抗成反比。长度决定着印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接受电磁波的频率越低，它就能辐射出更多的射频能量。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽。(2) 电路布局及接地设计PCB设计中电路布局直接影响电磁干扰和抗干扰度特性。每一个DC-DC变换器都有4个电流回路：输入电流回路、开关交流回路、输出整流交流回路、输出负载电流回路，各回路之间应保持相对独立。输入电流回路和输出负载电流回路通常不会产生电磁干扰，这些回路中的电流波形为大的直流电流和小的交流电流的叠加。开关和整流交流回路包含高幅度的梯形电流波形，这些波形中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，这些交流电流的峰值幅度可高达输入、输出直流电流幅度的数倍，这两个回路最容易产生电磁干扰。设计时首先对这些回路进行布局，每个回路的主要元器件（滤波电容、开关管、整流管、功率变压器、电感）应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。5、航天器DC-DC变换器EMC测试近年来，根据不同航天器对DC-DC变换器EMC的要求，我们已进行了50多个产品的EMC测试，这些测试结果及试验数据让我们对变换器的EMC认识更深，帮助我们从设计源头做好电路的电磁兼容性。5.1 辐射发射（RE102）测试结果分析目前航天器DC-DC变换器RE102的测试频段为10kHz～1GHz。从测试结果得到部分变换器能通过测试，如图12、13所示10kHz～200MHz的测试曲线。部分变换器不能通过该频段的测试，分析原因主要是受试变换器是为不同航天器设计的，在印制板设计、元器件布局等方面不完全相同，这些差异造成了不同的共模噪声干扰强度，导致变换器不能通过测试，主要的超标频谱范围在10MHz～100MHz，如图14所示。

图12 RE102(10kHz～30MHz)测试曲线

图13 RE102（30MHz～200MHz）垂直极化

图14

根据周期性脉冲信号在频域分析中得到的频谱最大幅度包络线，如图15所示。周期信号对应的频谱是离散谱，每根频谱的距离是脉冲重复频率的整数倍。这个包络线上有两个拐点，一个在1/πd处，另一个在1/πtr处。在1/πd以下，包络线幅度保持不变，在1/πd至1/πtr之间，幅度以每十倍频程20dB的速率下降，在1/πtr以上，以每十倍频程40dB的速率下降。DC-DC变换器中由脉宽调制器在开关管上产生的周期性脉冲波形见图16，脉冲的周期为3.9us,从波形图上看到脉冲尖峰的幅值最大，脉冲尖峰的宽度若取0.01us，得到在31.8MHz以下谐波幅值保持不变，脉冲尖峰的宽度若取0.002us，得到在159MHz以下谐波幅值保持不变。

图15 周期性脉冲信号的最大幅度包络线

图16 DC-DC变换器开关脉冲波形图

我们对变换器辐射途径分析认为，变换器有屏蔽良好的金属壳体，外壳厚度有2mm，通过金属壳体的电磁辐射发射可以忽略，其余可能的辐射途径就是变换器的输入输出引线和空余的出线孔。通过近场探头对变换器进行局部测试发现，在变换器的输入线和出现线孔处的辐射发射强度明显高于其它部位。我们在试验中可以把变换器的输入线和输出线分别紧密绞合，减小辐射发射回路的面积，并且因为双绞线的每两个相邻的回路上电流方向相反，它们产生的磁场方向亦相反，在空间抵消，同时对辐射干扰感应出的电流具有相反的方向，因此相互抵消，所以引出线绞合的方法不仅能抑制辐射发射，还对辐射和电缆束注入敏感度测试有很好的效果。5.2 传导发射（CE102）测试结果分析CE102项主要检测EUT通过电源线传导发射干扰的大小，通过测试得到在变换器的输入和输出端对机壳加装Y电容，对抑制变换器的传导发射干扰有显著的效果。测试曲线见图17、18，从图中看超标频点均为开关频率及其各次谐波，加了Y电容后很好的抑制了干扰尖峰。在电源线上加装Y电容的措施已被广泛采用，例如众多DC-DC变换器生产厂家都建议用户在使用时，可采取在机壳外添加Y电容，以取得更好的EMC效果。

图17 CE102项未加Y电容测试曲线

图18 CE102项加Y电容测试曲线

5.3 辐射敏感度（RS103）测试结果分析DC-DC变换器敏感度的判断准则，我们目前采取监测输出电压变化是否超出稳定度的要求。通过对鉴定产品RS103测试结果分析，变换器均能通过工作级的测试。在进行生存级测试时主要在44MHz、90MHz和110MHz频点附近会对变换器产生较强的干扰，致使输出电压有较大的变化，但最大也不超出输出电压的5％。5.4 CS101、CS114、CS115、CS116测试结果分析电源线传导发射敏感度（CS101）测试的频段是30Hz～150kHz，相对频率较低。由于电源线滤波器的主要频率特性是低通，所以在较低频段对变换器有一定的干扰，尤其是输出功率较大的变换器（大于50W）表现较为明显，对小功率变换器基本都能通过测试。通过测试表明，经过上述EMC设计的变换器基本都能通过电缆束注入传导敏感度（CS114、CS115、CS116）的测试。5.5 静电电弧放电敏感度试验(ESD)从目前进行的ESD测试结果表明，静电电弧放电对变换器的干扰较小，都能通过测试。5.6 EMC测试应注意的问题测试中给EUT供电电源应由纯净电源（频率、幅值稳定，没有多余谐波）供电，当谐波电流小于5mA或输入电流的0.6％时可不予考虑。GJB152A-97要求使用LISN隔离电源干扰并为EUT提供规定的电源阻抗。在实际测试中EUT的供电电源最好选择蓄电池，以防止其在发射干扰测试时影响测试结果，及在敏感度测试时供电电源受扰工作异常而导致EUT异常工作影响测试结果，此外敏感度测试中监测EUT性能的仪器设备要检查是否在有效期内，对手持式数字繁用表要注意电池电量是否充足，当电池电量不足时测量数据会偏高于真实值，以免造成误判。(end)

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